當一系列環(huán)境和電路設計變量影響輸出時，就很難確定具有負反饋電路的穩(wěn)定性。任何計算錯誤都會成為怪異電路行為(如振蕩和振鈴)的溫床。這就需要前瞻性的測試程序，以盡量減少產(chǎn)生波動的可能性。遺憾的是，這種方法通常是在昂貴的高端電子負載下執(zhí)行。
本文為愛好者介紹了一種經(jīng)濟型替代方案，即利用MOSFET的線性區(qū)和飽和區(qū)與負載電阻配對來提供脈沖電流。
系統(tǒng)穩(wěn)定性簡介
為什么穩(wěn)定性如此重要？能否僅購買現(xiàn)成的知識產(chǎn)權(IP)，構建或制造電路、測試功能、然后將其用于預期應用？遺憾的是，這種臨時應急的方法充滿風險，還存在著潛在的災難性后果。為理解這些風險，必須建立一個堅實的穩(wěn)定性基礎。
根據(jù)閉環(huán)反饋系統(tǒng)的傳遞函數(shù)，系統(tǒng)的不穩(wěn)定條件時通過分母等于0時來獲得的。因此，當系統(tǒng)以“-1”的增益(即單位增益和180°相位反轉)運行時，整個傳遞函數(shù)接近無窮大，從而使此條件成為極點(另一種識別極點的方法是提取分母的特征值或特征向量)。
由于傳遞函數(shù)具有作為因變量的頻率，所以很容易假設，設計具有遠離極點的工作頻率的電路將解決該問題。但這種預防措施是不夠的。當引入負載和環(huán)境變量時，傳遞函數(shù)和極點(或信號或系統(tǒng)更復雜時的多個極點)會發(fā)生變化。系統(tǒng)的復雜性和應用進一步模糊了邊界的穩(wěn)定性。
例如，電源轉換器裝載了大量的非線性電路器件和外部寄生元件，這些元件都對極點的這種轉移有影響。如果不借助繁瑣艱澀的理論計算，對穩(wěn)定和不穩(wěn)定輸出做出清晰界定，我們就不可能預期合理結果。然而，這并非一定意味著估計就不可靠。其實，單憑理論不一定能夠保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。
鑒于上述論點，如果只采用基本功能測試，產(chǎn)品在現(xiàn)場出故障的可能性很大。那么很可能就會出現(xiàn)顧客抱怨產(chǎn)品故障的情景。最糟糕的情況是，由于其產(chǎn)品不合格，公司將陷入虧損。
測試不穩(wěn)定性的方法
有各種測量技術可用于測試電路是否會在特定條件下振蕩。首選項取決于可用的資源，將在下面詳細討論各個選項。
方法＃1：從波特圖獲取增益和相位裕度。
該方法通過觀察電路在頻域中的特性響應來進行判斷。需要價格不菲的網(wǎng)絡分析儀或頻率響應分析儀，將正弦波(其頻率在所需范圍內(nèi)被掃描)與輸出耦合到電路的反饋回路中。然后同時測量增益和相位。對發(fā)生在單位增益和180°相移時的振蕩進行回溯，提取20?log(1)=0dB處的相位，并取其與180°的差值。這就是相位裕度。同樣的方法適用于增益。但增益余量不太常見，因為相位不超過180°時的情況更多。在極點條件滿足之前，更高余量意味著更大的回旋余地，從而得到更穩(wěn)定的電路。
用這種方法，可很明顯地顯示每個變量對電路頻率響應的影響。較高的輸出電容意味著較低的相位裕量，因為相位和高頻分量被衰減，將0dB點推向左側。該設置對于測量的準確性也很重要。如果由于連接器處理得不小心和不良焊接而產(chǎn)生意外的寄生成分，可能會導致不準確。
方法＃2：觀察負載瞬態(tài)響應。
該方法通過觀察電路在時域中的特性響應來進行判斷。根據(jù)電路規(guī)范，用灌電流或拉電流使輸出產(chǎn)生脈動。用示波器(仍然相當昂貴，但比頻率響應分析儀便宜)觀察輸出響應。如果觀察到強烈的吉布斯現(xiàn)象(Gibb's phenomenon)，尤其是不立即衰減的那種，那么在靠近這種條件的某處就可能存在極點。后面給出了這種方法的更深入討論。
方法＃3：使用“皮斯原理(Pease's Principle)”。
著名的模擬集成電路(特別是運算放大器)設計師、也就是帶隙沙皇，已故的羅伯特·皮斯(我大學時，通過他內(nèi)容豐富的專欄“Pease Porridge”得知此公)詳細闡述了一種簡單的電路穩(wěn)定性測試方法。它涉及用所有頻率的方波輪番攻擊電路。
如果電路得以幸存，那說明它具有魯棒性。電路的薄弱環(huán)節(jié)也將暴露無遺。該過程在理論上是合理的，因為方波的頻率成分包含在頻域中(記得方波的傅里葉級數(shù)或單位階躍響應的傅里葉變換？)。
就像上面介紹的第一種方法一樣，將所有奇異正弦分量壓縮成方波(而不是逐個掃描)。在我看來，采用這種方法應該注意一些預防措施，例如在輸出端使用有源負載。
負載瞬態(tài)響應研究
若測量負載瞬態(tài)響應，則需要更好分辨率的示波器。在處理明顯高的電流時，檢查電路的輸入電壓是否有明顯下降是明智之舉。壓降可能會導致電路的欠壓鎖定(UVLO)觸發(fā)。在這種情況下實現(xiàn)4線配置可能會起到妙手回春的作用。應遵循正確的探頭接地原則，以避免虛假的過沖和下沖，從而可能會造成不穩(wěn)定的誤報。
監(jiān)測電流可能是個障礙?？捎玫倪x項是針對低電流的電流探頭和用于監(jiān)測更低電流的檢測電阻。三線電纜(triaxial cable)也可以消除絕緣泄漏的影響。
測量負載瞬態(tài)響應的方法
有許多測量負載瞬態(tài)響應的方法。以下段落詳細描述了每種方法。
使用與電阻串聯(lián)的MOSFET：這種實現(xiàn)可能是本文中描述的最簡單方法，它涉及一個在線性/工作區(qū)與負載電阻串聯(lián)工作的MOSFET。負載電阻的阻值將決定脈沖電流的高電平。可以用任意波形發(fā)生器或函數(shù)發(fā)生器對MOSFET的柵極進行脈控。對于更寬松的規(guī)范(脈沖電流的擺率不是什么大問題)，任何可提供脈沖的定制電路都可以。值得注意的是，MOSFET開關必須處于線性區(qū)，否則將呈現(xiàn)高阻抗(如電流源飽和時會發(fā)生的現(xiàn)象)。
請記住，為了偏置線性區(qū)的開關，體源(bulk-source)電壓必須處于地電位(可以是反向偏置，但不應太多，因為閾值電壓也會增加)，且柵極-源極電壓必須比漏極-源極電壓加上閾值電壓更高。
圖1：在負載瞬態(tài)測量中設置NMOS電阻(左)和PMOS電阻(右)對
觀察圖1，可發(fā)現(xiàn)NMOS接近參考地并且PMOS與VOUT端子相接。這不是巧合，因為這種配置更容易將柵極-源極電壓驅動到線性區(qū)。例如，如果NMOS放置在負載電阻的上方，則其漏極端子將位于參考地之上。解決該問題的一種方法是將脈沖電路連接到NMOS漏極而不是地，或引入DC偏移。遺憾的是，如果脈沖發(fā)生器是內(nèi)置地線的儀器，這就不可能了。
使用電子負載：市場上有許多電子負載可滿足各種測量要求。當然，儀器的質量會隨成本的降低而下降。盡管如此，即使最便宜的電子負載的價格也無法與單個MOSFET和電阻的價格競爭(對愛好者來說)。如果這樣的話，那為什么要在這里提及？我將它包括在內(nèi)是為了內(nèi)容的完整，若有人真買這種儀器的話或可借鑒。
對于瞬態(tài)測量，人們會希望有一個支持切換的電子負載(這個要求本身就會將價格門欄設得太高)。以GWINSTEK的PEL-3000系列電子負載為例。要執(zhí)行測量，請將儀器設置為“CR”模式和適當?shù)碾娏鞣秶?。請務必記住每個量程的相應壓擺率，以避免輸出電壓出現(xiàn)不必要的過沖(可在儀器的數(shù)據(jù)表中找到)。配置其它所需的附加設置(例如保護功能以避免損壞D.U.T.、軟啟動等)，并確定接口極性沒反接。
使用工作在飽和區(qū)的功率MOSFET：此方法是電子負載背后的基本原理，即利用飽和狀態(tài)下MOSFET的特性作為恒流源。這是最方便的，因為電流取決于柵極施加的電壓，而不是外部電阻(這更難設置)。缺點是MOSFET的功耗。由于沒有負載電阻，MOSFET受到D.U.T.(功率會相當高)額定輸出電壓和負載電流容量的壓力。因此，在這種情況下(與前述方法相比)使用的MOSFET更貴。對于脈沖負載，柵極的高電平電壓必須足夠精確，以驅動MOSFET漏極和源極之間正確的高電平電流。因此，在這種方法中，在MOS電阻對配置中設置精確電阻的挑戰(zhàn)轉變?yōu)樵O置精確電壓(通常低至+/-10mV)的挑戰(zhàn)。
LTSpice中的負載瞬態(tài)仿真
以下是針對USB Type-C的同步電流編程模式的連續(xù)導通模式(CPM-CCM)升降壓轉換器的個人設計。
圖2：在LTSpice中繪制的CPM-CCM雙向USB C型轉換器
作為雙向電源轉換器，電路工作在三種模式：正向降壓、正向升壓和反向降壓。選用針對合理的電流紋波進行了設計的高精度電感器、設置為10μH。MOSFET對根據(jù)工作模式交替工作(全部四個不能同時切換)。轉換器操作的全面說明如下：
在點1，作為5V降壓轉換器：為用作降壓器，M1必須作為短路(線性區(qū))工作，M2必須作為開路(截止區(qū))工作。M3和M4必須設置其占空比，以便輸入電壓降至5V。由于使用了一對NMOS，因此M3需要U11 (一個輔助低功率隔離的非穩(wěn)壓DC-DC轉換器)，它可以幫助U7(該轉換器狀態(tài)的高側驅動器)正確偏置M3柵極。獲得所需占空比的粗略估計很簡單(對降壓應用，只需使用常規(guī)公式)，然后進行調整以滿足容差規(guī)范。
在點2，作為20V升壓轉換器：為使轉換器用作升壓器，M3必須短路(線性區(qū))，M4必須開路(截止區(qū))。這次，M2和M1必須精調其占空比以產(chǎn)生20V輸出。通過回顧升壓和校準的一般公式可得出大概值，以符合公差范圍。
在點3，作為5V后向降壓轉換器：在這種情況下，晶體管的狀態(tài)與點2的狀態(tài)類似。調整的唯一變量是占空比。再次，降壓的通用公式可用來獲得合理估計，然后進行優(yōu)化，以符合公差范圍。
開關頻率設置為250kHz，高側和低側功率MOSFET之間的死區(qū)時間為100ns。兩個控制信號(控制1和控制2)被用來控制四個功率MOSFET的開關時間。
CPM模塊的內(nèi)部原理圖如下所示：圖3：所示為USB Type-C電源轉換器CPM模塊的內(nèi)部原理圖
當被測電壓進入“vs”引腳時，控制電壓進入“vc”引腳。理想的電壓源Varamp采用人工斜坡(ramp)來提高穩(wěn)定性并降低失真。U1用作一個饋送到SR觸發(fā)器的比較器。最終輸出是“PWM”端子處的脈寬調制信號。
為了測試該USB Type-C轉換器的負載瞬態(tài)響應，Rload從8.9Ω(2.2A)脈動到6.7Ω，如下圖所示。圖4：通過LTSpice中PWL功能獲得的負載瞬態(tài)響應。
通過前面介紹的第三種方法可獲得類似結果。圖5提供了一種示例電路實現(xiàn)。比較器U16(LT1013)用作驅動Q1的500Hz張弛振蕩器。這將定義轉換器輸出端電流脈沖的時序。開關波形耦合到R22，總和為由R14處的分壓器(Rtop和Rbot)決定的偏移量。U15配置為反相放大器，因此在M5的柵極前插入另一個反相放大器——U14。圖5：作為動態(tài)負載的電路如上所述，其增益可通過一對電位器進行調節(jié)。
針對一款以盈利為目的的品牌電子負載來說，圖5所示電路的材料清單對于業(yè)余愛好者來說無疑是種更有吸引力的選擇。零件可以方便地從當?shù)氐碾娮悠鞑牡曩徺I。有些甚至可重復使用以前項目中所用的器件。因此，在測試電路設計的穩(wěn)定性時，請選擇本文介紹的方法。
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